|
| |
2x11W EL84PP – egy egyszerű erősítő
Bagi Gábor okl. villamosmérnök
|
 Bevezetés:Régóta kísérletezek különböző félvezetős erősítőkkel, hangfalakkal, volt szerencsém elég soknak a hangját meghallgatni, összehasonlítani őket. Ezek alacsonyabb árkategóriájú, de még rendesen megépített, régebbi gyártmányú erősítők voltak. Bár mindegyik „hifi” volt, de egy valamire nem voltak képesek: az élethű hangzás előállítására. Pont ez az, ami sokszor a vita tárgyát képezi: hiszen a csöves erősítő is torzít, felharmónikusokat termel, mégis sokszor hallgathatóbbnak érezzük a hangját. Az utóbbi időkig én egy neves japán gyártó középkategóriás (1994-es kb. 40.000Ft értékű) erősítőjét használtam, ami már igen szépen szólt. Ennek nem a megszokott STK hibrid IC volt a végfokja, hanem diszkrét tranzisztorokból állt. A hangja is kellően színezetlen volt, már-már élethű. Azonban teljesen nem voltam megelégedve a hangjával: a hangkép nem volt eléggé kiterjedve, valamint a középhangok dinamikája sem volt teljes, így nem tudta a zene jelenlétének az érzetét az emberben létrehozni. A régi pacsirta rádiómat CCIR-URH –n hallgatva felfigyeltem arra, hogy az bár monó, de a hangjának tere van, azaz sokszor az volt az érzésem, mintha nem is a hangszórójából jönne a hang, hanem a rádió előtti térből, akár 1-2m távolságról is tőle. Kézenfekvő volt az ötlet, hogy mi lenne, ha a hangfalaimat csöves végfokkal hajtanám. Kiindulási alapot a „Budapest” fantázianevű régi bolgár rádió adta, amiben ellenütemű végfok volt – ebből lett az első deszkamodell. Némi kísérletezés után meglepően természetes hangzást és kiterjedt hangképet értem el – csupán az egyik hangfalat használva. Ugyanazt a zeneszámot meghallgatva a gyári félvezetős erősítővel is - szintén monóban, egy hangfalon- érezhető volt a különbség a csöves javára. Ezután elkészítettem a csöves erősítőt a deszkamodellből. Lemezjátszóként egy régi Sony CD470P típusú CD lejátszót használok. Az erősítő bemutatása:
Jelen írásban ezt a házi készítésű ellenütemű csöves végfokot szeretném röviden bemutatni és villamosmérnöki szemmel elemezem egy-két fokozat működését is. Ezzel segíteni szeretnék mindazoknak, akik szintén építésbe fognak. Mindenki csak a saját felelőségre építsen, mivel életveszélyes feszültségekről van szó. Jelen írás szerzője semmilyen személyi vagy anyagi kárért felelőséget nem vállal. Az erősítő oldalanként két végpentódát és három triódát tartalmaz, maximális kimenő szinuszos effektív teljesítménye 1khz-en 11 W. Végcsőként EL84 -et, triódáknak pedig az orosz 6N2P (6Н2П)–t használom. Azért ezt, mert ezt tudtam beszerezni.:) A 6N2P karakterisztikáját tekintve nagyjából az ECC83 –al egyezik, azzal helyettesíthető, csak a fűtés bekötése eltérő. ECC82 esetén viszont már módosítani kellene az alkatrészértékeket is, mert a 82-esnek a karakterisztikái jelentősen eltérnek. A kapcsolási rajz a mellékleten látható. Ez csak az egyikcsatorna rajza, a másik értelemszerűen ugyanilyen felépítésű. A rajzon bejelöltem a mért munkaponti feszültségértékeket. A kapcsolás:
Az erősítő kapcsolástechnikailag szokványos felépítésű. Fázisfordítóként katodint alkalmaztam. Bár sokszor kritizálják ezt a fázisfordító kapcsolást, de ha ügyelünk arra hogy pontosan egyforma legyen rajta mindkét terhelés, akkor egyforma feszültségeket kapunk a kimenetein. [1.] Az azonos feszültségszint közelítő feltétele egyforma végcsövek és szimmetrikus kimenő transzformátor esetén: R17 ⊗ R20 = R18 ⊗ R22. Esetleg célszerű lehet itt egy trimmerpotméterből és egy ellenállásból mint soros eredőből R18-at kialakítani az esetleges kompenzálás céljából. Katodin fázisfordító esetén a végcsöveknek természetesen rácsárammentes üzemmódban kell működniük, azaz ha az egyik végcsövet tekintjük, akkor ennek a végcsőnek a bemenőellenállásának a vezérlő feszültség pillanatnyi értékétől függetlennek kell lennie. Ez elég jól teljesül ha a végcső rácsa mindig negatívabb a katódjánál, még maximális kivezérlésnél is. A katodin fázisfordító modellezését külön az 1. függelékben tárgyalom. A fázisfordítót V2A illetve V3A trióda hajtja meg, ezek katódjára történik a hangszóróról a negatív visszacsatolás. A teljes kivezérléshez be kellett építeni még egy előerősítőt is. (V1A, V1B csövek). Ennek az előerősítő fokozatnak saját negatív visszacsatolása van, ami egyrészt a hidegítetlen R6-os katódellenállásból adódik, illetve az SW1 négyállású forgókapcsolóval bekapcsolható tagokból. Az SW1 révén enyhe hangszínkorrekciót is el lehet érni. A készülék hangszínszabályzóval nem rendelkezik, csak egy fiziológiai hangerőszabályzóval. A hangerőszabályzó alkatrészértékeit kísérletezéssel állapítottam meg, C2, R2 értéke a leginkább meghatározó. A végcsövek közös katódellenállásra dolgoznak, ezért annak pontosan 128 – 130Ω-nak kell lennie. Ez a közös katódellenállás 4 db párhuzamosan kötött 510Ω/1W-os ellenállásból lett kialakítva. C8 értéke 47nF – 68nF közti lehet. R17-R18 –nak, illetve R20-R22 –nek páronként azonos értékűnek kell lennie, beépítés előtt méréssel lettek párbaválogatva. A kimenőtrafók:
A kimenőtrafók tekintetében némi szentségtörést követtem el. Ugyanis kezem ügyébe akadt két darab egyforma, egyenként 11 cm2 magkeresztmetszetű, EI magos hálózati transzformátor. Kapóra jött a két egyforma transzformátor, gondoltam szétszedem őket, lefejtem róluk a huzalt, függőlegesen kétfele osztom a csévetestet és megtekerem őket kimenőnek, ahogy a nagy könyvben meg van írva. [2.] Igaz ez rengeteg idővel járt volna, de a nagyobbik baj az volt, hogy nem volt technikailag lehetőségem a tekercselésre. Ezért alaposabban megvizsgáltam a két trafót és mint kiderült azok eredetileg valamiféle csöves elektronika hálózati tápegységének a transzformátorai voltak. Egy bakelitlapon rajtuk volt a 110/220V-os kapcsoló is, ami a két független eredeti primer tekercseket sorba vagy párhuzamosan kötötte. A szekunder oldal pedig négy különálló szekunder tekercset tartalmazott. Miután az eredeti primer tekercseket sorba kötöttem és 235V-os hálózati feszültségre kapcsoltam, megmértem a négy szekunder tekercs üresjárási feszültségeit. A hajdan a tápfeszültséget szolgáltató két szekunder tekercs 2 ∙ 277 V-ot adott üresjárásban, anno a kétutas egyenirányítás miatt még sorba is voltak a forrszemen kötve. A másik két szekunder vastag huzalból készült 6.8V és 7.8 V-os üresjárási feszültséggekkel, ezek voltak a fűtőtekercsek. Ez a négy szekunder tekercs el van szigetelve egymástól és persze a primertől. Nos mint kiderült, ezek a trafók így bárminemű szétbontás és áttekercselés nélkül is alkalmasak kimenőnek. Bár a menetszámok pontos értékét nem ismerem, de a két sorba kötött primer tekercs együttes menetszáma 220V-os hálózati feszültségre –figyelembe véve a hasonló méretű gyári hálózati transzformátorok gyári adatait legalább 1000-1100 menet lehet. [3.] Az üresjárási feszültség ismeretében az egyik szekunder táptekercs menetszáma (Uhálózat=235V)  A két nagyfeszültségű szekunder tekercseket sorba kötve 554V-ot mértem. Amennyiben pedig az azonos fázisú végeiknél kötöttem őket sorba akkor 0V volt mérhető. Tehát a két szekundernek a menetszáma azonos. Természetesen úgy kellett őket sorbakötni, hogy 554V-ot mérjünk. A két fűtőtekercset is sorba kötöttem, így az üresjárási feszültség 14.6V lett. A fűtőtekercsek huzalátmérője 0.7 és 1 mm. A sorba kötött fűtőtekercsek együttes menetszáma:    A hangfalaim 5 ohmosak, így 5Ω∙1444 = 7220Ω. Ez elég jó érték, tehát ez a transzformátor megfelelő impedanciaillesztést végez. Tehát így a két sorbakötött fűtőtekercs (c5, c6) lett az újdonsült kimenőtrafó szekunder tekercse. Ezek sorbakötési pontja nincsen kivezetve, tehát egy tekercsként kezelem őket. A másik két szekundert pedig (c3, c4) -amik a hajdani tápfeszültséget szolgáltatták, szintén sorbakötve- befogtam a kimenőtrafó primer tekercseinek. A sorbakötési pont megfelel a kimenőtrafó két primer tekercsének a sorbakötési pontjának. A 2. ábrából kitűnik, hogy sorbakötéskor a két tekercs közelebbi végei lettek sorbakötve. (3v és 4k.) Ez azért fontos, mert így a c3 és c4 tekercseket elválasztó szigetelésnek nem kell nagy feszültséget elviselni. Ha fordítva lenne, azaz a 3k és 4v végeiknél kötnénk sorba a tekercseket, akkor a c3 és c4 tekercsek közti szigetelést is jelentős elektromos térerő terhelné. Ez esetben ugyanis a 3v és 4k végekre jönnének az anódok, azaz közvetlenül a c3 és c4 közti szigetelésnek kellene a több száz voltos feszültséget elviselnie. Ennek elkerülése végett lettek a c3 és c4 tekercsek a 3v és 4k jelű végeiknél sorba kötve.  A transzformátor eredeti, két darab 110V-os primer tekercseinek (c1, c2) a végeit leszigetelve, bekötetlenül hagytam. A hangfal impedanciáját külön lemértem a frekvencia függvényében, jelgenerátor, U/I átalakító, szkóp segítségével. Két rezonancia pontja volt: 100 HZ és 1.2 kHz környékén, itt kb. 10 V/A volt az impedancia abszolút értéke. 2 kHz felett pedig teljesen ohmos jellegű, 5Ω értékkel..
Visszacsatolások, fokozaterősítések:
A készülék bemenetén egy fiziológiai hangerőszabályzó majd a V1 alkotta előerősítő található. V1 visszacsatolása és ezzel hangzás is SW1 kapcsolóval állítható. A fiziológia hangerőszabályzó szimulációval számított átviteli görbéjét a 3. ábra szemlélteti.  Mielőtt a készülék erősítését tárgyalnám, először egy földelt katódú trióda erősítését elemzem, a későbbiek megértése céljából. A munkaponti feszültségekkel nem foglalkozom, csak a kisjelű viselkedéssel. Kondenzátorral áthidalt katódellenállás esetén egy ilyen triódás fokozatnak az erősítése közelítőleg:  (1.)
ahol Rb a cső belső ellenállása, Ra pedig az anódköri munkaellenállás. µ értékének meghatározásakor vegyük figyelembe annak a munkaponti anódfeszültség értékétől való függését! A fázisfordítást a negatív előjellel vehetjük figyelembe.Ha a katódellenállást nem hidaljuk át, akkor soros negatív áram visszacsatolás jön létre azaz a kimeneti feszültség egy hányada visszajut a bemenetre, ezáltal az erősítés lecsökken A’ –re. Az elvi kapcsolást ez esetben a 4. ábra szemlélteti, a kisjelű helyettesítő képe pedig az 5. ábrán látható. A helyettesítő kép a feszültséggenerátoros kép áramgenerátoros helyettesítő változata: Ra és Rk itt is sorba van kötve, áramuk ugyanakkora mintha a feszültséggenerátoros helyettesítő képből számolnánk. (Az elektródák közti kapacitásokkal itt nem foglalkozok.)
Áthidalatlan katódellenállás esetén a lecsökkent erősítés:  (2.)
A negatívan visszacsatolt erősítőkre érvényes az alábbi összefüggés:
 (3.)
Vegyük észre hogy áthidalatlan katódellenállás esetén a cső mint generátor Ra és Rk soros eredőjét látja. A visszacsatolás nélküli erősítés számításakor az (1.) –ben még nem szerepelt Rk, ott csak Ra volt a terhelés. Ezért (3.) alkalmazásakor nincs értelme az (1.) összefüggésben definiált „A” behelyettesítésének.
  (4.)
Ra’ bevezetésével a (3.) egyenlet már értelmezhető. A (3.) egyenlet ugyanis az 7. ábra modelljére alapul, amely feltételezi, hogy nyitott hurok esetén a “B” tag beiktatása az “A” tag kimenetére “A” értékére semmilyen hatással nem lesz. Nyílt hurkúvá tehetjük a rendszert, ha B bal oldali kimenetét nem kötjük be vagy a testre zárjuk.A probléma szemléltetéséhez képzeletben adjuk a 4. ábra kapcsolásában a vezérlőfeszültséget közvetlenül a rács és a katód közé, ezáltal nincs negatív visszacsatolás. A kimeneti feszültség ilyenkor: Uki= -µ∙Ugk∙Ra/(Ra+Rk+Rb). A cső külső eredő terhelőellenállása tehát Ra+Rk és Uki-t Uki = URa –ként definiáljuk. Mivel a vezérlőjelet a rács és a föld közé szeretnénk adni, ezért Rk-t egy kondenzátorral áthidaljuk. Ezzel a visszacsatoló tagot belevettük a rendszerbe, de még nem hat vissza a bemenetre az áthidalás miatt, tehát még mindig a visszacsatolatlan esetnél vagyunk. (A 7. ábrán B kimenete rövidre van zárva, tehát továbbra is az “A” erősítést várnánk.) De sajnos a rövidre zárt kimenetű (tehát inaktív) “B” tag beiktatásával az “A”erősítés megváltozott: áthidalt katódellnállásnál Uki= -µ∙Ugk∙Ra/(Ra+Rb). Vagyis Rk áthidalásával megváltoztattuk a cső eredő munkaellenállását és ezzel az erősítést is! Ezért kellett a visszacsatolás nélküli helyettesítő képbe Ra’ –t bevezetni. (6. ábra.) Ra’ bevezetése csak a (3.) értelmezéséhez szükséges; az „A” értékének a 7. ábra szerinti definíciószerű meghatározásához kell. Ra’ mintegy kompenzálja az áthidalt Rk-val csökkentett eredő munkaellenálást, azaz hogy az „A” erősítés a még inaktív kimenetű B tag (=áthidalt Rk) bekötése miatt, nyílt hurok esetén se változzon meg. Így a (3.) egyenlet már értelmezhető lesz. A valóságban ha a katódellenállást áthidaljuk és Ra-t változatlanul hagyjuk az erősítés természetesen az (1.) szerint alakul.  Ezután a B visszacsatolási tényező az át nem hidalt katódellenállású triódás erősítőre számítható. (3.)-ból B-t kifejezve és a (2.) és (4.) egyenletekben definiált A’-t és A -t behelyettesítve valamint Ra’ = Rk -val számolva B értékére az alábbit kapjuk:  (5.)
Ez az (5.) összefüggés tehát a 4. és 5. ábrákra érvényes. Tehát a felerősített Uki = URa feszültség B -szerese meg fog jelenni a trióda katódján is, ezáltal kivonódik a bemeneti jelből. Ez az 5. ábrából is logikusan következik: Rk és Ra árama megegyezik, tehát a rajtuk eső feszültség az értékeikkel arányos.Ezután a kis kitérő után nézzük a készülék kisjelű viselkedését: A fiziológiai hangerőszabályzót és az előerősítőt (V1A, V1B) a továbbiakban nem tárgyalom hanem csak a V1 anódjától a hangszóróig terjedő fokozatokat. Igy a továbbiakban csak a V1 utáni szakaszt elemzem. A mért jelfeszültségeket V1 anódjától a hangszóróig az 1. táblázat szemlélteti.
A készülék nyílt hurkú erősítését V2A (V3A) rácsától a hangszóróig mértem. Ehhez az R15 ellenállást ideiglenesen egy 10µF-os kondenzátorral áthidaltam, hogy ne jusson vissza jel a hangsugárzóról. 1kHz-en mérve a nyílt hurkú erősítés az A = 130 - 140 –re adódott. A mért „A” értéket 135 –nek veszem.
Az 1. táblázatból látható hogy az 1 kHz –en mért zárthurkú erősítés abszolút értéke: 600mV/53mV = 11,32 –szeres. Tehát A’ = 11,32. Így mérés szerint:  (6.)
Ezt az A és A’ közti arányt számítással is ellenőrizhetjük. A számítást bonyolítja, hogy két negatív visszacsatoló kör van, hiszen R15 önmagában is egy soros negatív visszacsatolást hoz létre az 5. ábra szerint.Negatívan visszacsatolt erősítőkre érvényes az alábbi összefüggés:  (7.)
Ahol a B értéke:
 (8.)
A jelölések magyarázatát az erősítő kapcsolási rajza szerint a 2. táblázat szemlélteti. Az értékeket az egyszerűség kedvéért f=1kHz esetére tüntettem fel, hogy a Z tagok közel valós ellenállásként szerepeljenek. Nagyobb frekvenciákon Zvcs értéke komplex szám lenne, így B számítását is a komplex számokra érvényes szabályok szerint kellene elvégezni. [4.]
Zat és Av értékeinek a megállapításakor feltételezzük hogy V2B (a katodin fokozat) feszültségerősítése közel 1 és a bemeneti impedanciája igen magas.
A fent látható „B” értékére vonatkozó (8.) egyenletet a következőképpen értelmezhetjük: B definiciója általában a következő: az a viszonyszám amely megadja, hogy a kimeneti jelnek hányad része jut vissza ellenkező fázisban bemenetre, tehát az a rész, ami kivonódik az eredeti bementi jelből. Ez a visszacsatolt jel R15 –ön jelentkezik, így kivonódik a V2A rácsát vezérlő feszültségből. Az R15 –ön jelentkező visszacsatolt feszültség két összetevőből áll, amik a szuperpozíció elve szerint számíthatóak. (Az egyik feszültséggenerátor hatásának a számításakor a másik feszültséggenerátor értékét 0-nak és rövidzárnak tekinthetjük.) Az R15-re jutó jelfeszültség egyrészt áll az Rk/(Rk+Zvcs) osztó által a leosztott kimeneti (hangszóró) jelből. Ekkor V2A anód jelfeszültségét nullának vesszük. Ha precízek akarunk lenni, akkor Rk-val még párhuzamosan kapcsolódik V2A belső ellenállása, ami kb 100 kohm ezáltal elhanyagolható. Ez tehát B kifejezésének (8.) az első tagja. Másrészt R15 jelfeszültsége áll a V2A anódárama által okozott soros áram visszacsatolásból is. Ennek számításakor a hangszórófeszültséget vesszük 0-nak, így a V2A katódkörében az eredő Rk∙Zvcs / (Rk+Zvcs) értékkel számolhatunk. (Rk_eredő) Ezáltal az (5.) egyenlet szerint V2A katód jelfeszültsége és anód jelfeszültsége a következőképpen aránylik:  (9.)
(8.) szerinti Av –vel szorozva mindkét oldalt, mivel Av∙U_V2A_anód = U_hangszóró :
 (10.)
Ennek a reciprokát véve láthatjuk, hogy az R15-re (ami a V2A katód) a hangszóróról „visszajutó” (a valóságban nem a hangszórótól jut vissza, de úgy kell kezelni) jelhányad:
 (11.)
ami B kifejezésének (8.) a második tagja. A 2. táblázat értékeit (8.)-ba helyettesítve B értékére 0.082 kapunk.Ezt a számolt B értéket behelyettesítve (7.)-be és a mérés szerinti A=135 –öt alapul véve A/A’ –re 12.07 –et kapunk, ez tehát a számított A/A’ érték. Ez elég jó összhangban van a (6.) szerinti mért értékkel, tehát a számítással kapott B érték jó. A/A’ alapján a visszacsatolás okozta erősítéscsökkenés 21.5 dB–es, ami [6.] figyelembevételével már megfelelő gyakorlati érték. A tápegység:
A készülék tápegységének a kapcsolási rajzát a melléklet szemlélteti. Főbb részei a hálózati trafó, a szűrő, illetve a tápfeszültség bekapcsolását végző áramkör. Bekapcsolás után kb. fél perccel jelenik meg a tápfeszültség a csöveken, előbb az 1-es majd a 2-es relé húz meg, kb. 1s –os időkülönbséggel. R52 a kondenzátorok áramát korlátozza a bekapcsolás pillanatában. A relék behúzása közti késleltetést azok nem tökéletesen egyforma volta, illetve a T2 kollektor körébe kötött LED okozza. A kék LED kb. fél fényerővel világít amikor a J1 relé meghúz. A LED meginduló árama kissé lassítja a T2 kollektor feszültségének a csökkenését, így kb. 1 másodperc múlva a J2 is behúz. A Standby kacsoló (SW3) zárásakor kb. 15 másodperc múlva, előbb J2 enged el, majd kb. 1 másodperc múlva J1 is. Két egyforma típusú relét használtam, de kísérletezéssel kell megállapítani hogy melyik legyen az 1-es és a 2 –es. Fontos, hogy a bekapcsoláskor az 1-es relé húzzon meg előbb! A relék tekercsei 5V névleges feszültségűek, áramuk ilyenkor 40mA. A tápfeszültségből R56/R57 kb. 23 V-ot állít elő, erre a potenciálra vannak a triódák fűtőszálai kötve. Ez csökkenti a brummot, jelentősége az előerősítő fokozat V1 csövénél van. [5.] Szintén ezen a potenciálon „lebeg” a bekapcsolást késleltető áramkör is, ezért SW3 –at a készülékháztól szigetelten kell szerelni! L6 folytótekercs nem túl nagy értékű. Vegyük figyelembe, hogy a tápegység kikapcsolásakor és a 2 –es relé nyitásakor az L6 árama hirtelen lecsökken és a benne tárolt ½∙L∙I2 energia a C54-C55 soros eredőjébe megy, azok feszütségéhez hozzáadódik, mintegy rezgőkört alkotva a kondenzátorokkal. A rezgést R53 korlátozza és a lecsengését segíti előtt. Ez ennél a relatíve kis L6 esetén néhány V ami rövid időre plusszba hozzáadódik a kikapcsoláskor még a kondikban lévő 290V –hoz. De egy 10H folytótekercs esetében ez már igen nagy tranziens feszültség megjelenését eredményezheti a kondenzátorokon, ami károsítaná őket. Ezért max. 1H folytótekercset célszerű itt alkalmazni. R54 –en kb. 2 óra alatt sül ki a C55/54. R52 bekapcsoláskor a kondenzátorok áramát korlázozza. A készülék csak védőföldeléssel ellátott konektorból üzemeltethető, a készülékház így földelve van. Egyébként az erősítő testpontja is csatlakozik a készülékházhoz, ezáltal a bemeneti RCA csatlakozók testje is ohmosan össze van kötve a készülékházzal és ezzel a védőfölddel is. A jelforrás alkalmazásánál ezt vegyük figyelembe! A hálózati transzformátor hiperszil magra készült, adatait a 3. táblázat szemlélteti. A tápegység kapcsolásánál (2. melléklet) alkalmazott tekercsjelölések vannak itt feltüntetve. A magkeresztmetszete 17 cm2. P1 és P2 együtt alkotja a primer oldalt, tehát az összes primer menetszám P1+P2 = 553. Bár kicsit nagy ez a trafó, de nem volt kisebb vasam:). A vas négy C elemből áll, amelyek két egymás mellé helyezett ovális magot alkotnak, így a középső összeérő szárukon van a csévetest. A trafót körbe egy acéllemez árnyékolja le. A hálózati transzformátor méretezési szempontjaira itt nem térnék ki, erről bőséges szakirodalom áll rendelkezésre. D2 led az SW2 hálózati kapcsolóba van beleépítve.
Mechanikai konstrukció, összeszerelés:
A készülék egy hajdani tranzisztoros erősítő házába nyert elhelyezést. Hátul a két négyzet alakú kivágás adott volt –itt voltak hajdan a hűtőbordák. Ezért célszerű volt ide a végcsöveket elhelyezni, másrészt ez hátulról egy kis extravagáns külsőt is ad neki. Emellet új előlapot kellett még készíteni, illetve a fedőlemez végcsövek feletti hátsó részét perforációval ellátni. A festést házilagos módon végeztem: fémtisztára csiszolás, zsírtalanítás, színtelen alapozó felvitele, szárítás. Ezután szorófejes festés, matt fekete spray –el. Szárítás, majd polírozás igen finom polírpapírral. Ezután portalanítás, mosás majd mégegyszer egy vékony festés, ezáltal elég szép festett felületet lehetett kialakítani. A készüléket érintésvédelmi okokból zárt házba szereltem, így aztán a dizájn szempontjából csak az előlap kinézetét lehettet tuningolni. Ezt próbáltam egy kicsit modernre venni, pl. a kék led és a fém gombok alkalmazásával.  A készülék áramkörei a 8. ábra szerint kapcsolódnak. A házzal csak egy ponton érintkezik a készülék elektromos testpontja, a táppanel testjét kötöttem rá a házra. A többi panel testpontja felfogatáskor nem érintkezik a házzal, persze az összekötések kialakítása után ohmosan a készülék összes testpontja és a ház is egy potenciálon van. V1 nyomtatott áramköri lemezen helyezkedik el, egyik fele az „A” oldal, a másik fele a „B” oldal előerősítője. A V1-et tartalmazó nyákon így két darab GND1-ünk van (Ground1_chA és a Ground1_chB), amelyek a nyákon nincsenek összekötve. A bemeneti RCA csatlakozók a háztól szintén szigetelve vannak szerelve, a hangfal csatlakozói éppúgy. A hálózati trafó került középre, tőle két oldalt a két végfok, az előerősítő pedig jobb oldalt elől egy függőleges nyákon helyezkedik el. SW1 ebbe a nyákba van ültetve. A tápegység áramköre pedig a hálózati trafó és az előlap között helyezkedik el. F1, F2 biztosítékok, L4, L5 fojtótekercs valamint D2 áramköre szintén külön panelon van a hálózati kapcsoló fölött. A brumm minimalizálására a hálózati trafó egy acéllemezzel körbe van véve, illetve a kimenőtrafók hossztengelyei a hálózati trafóhoz képest 90 fokkal elforgatva helyezkednek el. Ezáltal a hangsugárzón hallható brumm igen alacsony, gyakorlatilag nem zavaró. A hangfalakról:
Hangsugárzóként oldalanként egy Schneider háromutas hangládát és egy orosz S30 –ast használok. A két hangláda párhuzamosan van kötve, de az S30-al sorba van még egy 2 ohmos ellenállás; a Schneider csatlakozik az erősítőhöz, rá meg párhuzamosan egy soros 2 ohmon keresztül az S30. Az S30 –as hangváltóján a túlvezérlést jelző ledhez csatlakozó diódát kikötöttem, hogy semmilyen nemlineáris elem ne legyen benne. A két hangládát azonos fázisba kell párhuzamosan kapcsolni, így együtt oldalanként sokkal szebb hangjuk van mintha csak egy hangládát használna az ember. Ezáltal oldalanként a két-két hangdobozból kapunk 1-1 hangfalat. Az így kialakított két hangfalat szintén azonos fázisban kell az erősítőről meghajtani, azaz ha az egyik hangfalt rákötöttük a végfokra, akkor nem mindegy, hogy a másikat milyen polaritással kötjük be, mert ez szintén befolyásolja a hangképet. Szubjektív tapasztalatok:
Az alábbiakban röviden összefoglalom a meghallgatási tesztek tapasztalatait. A japán félvezetőssel szemben a csöves azt az érzést produkálta, mintha a hangfal előtti térből jönne a hang. Ez lenyűgöző érzés volt. Emellett még a magas hangok is sokkal tisztábban, részletesebben szólnak. Olyan leheletfinom, halk közép hangok, csengések is kihallhatóak, amiket korábban észre sem vettem a már jól ismert zeneszámban. A tiszta magas hangok miatt a bútorok okozta visszaverődés is sokkal érezhetőbb ami a térérzetet növeli. Ezenfelül még további előnyként tapasztaltam, hogy pl. egy női vokál hang a csövesen teljesen élethűen szól és ugyanazt a hatást a félvezetősön csak akkor értem el, ha a magas hangszínszabályzót szinte a maximumra állítottam. De ez a maximumra állított magashang-kiemelés a férfi vokálhangra nem volt jó hatással, mert elszínezte azt, illetve erős magas hangok esetén pedig a magas túlsúlyba került és sziszegést, torzítást okozott. A csöves erősítőnél erre az erős magas hang kiemelésre nincs szükség, nélküle is természetes az énekhang. Ezáltal a középhangok sem színeződnek el. Továbbá a mély hangok is sokkal erőteljesebben szólnak a csövesen. Azóta sokat gondolkodtam ezeknek az előnyöknek a fizikai okain. Szerintem a kiterjedt hangtéré a csöves erősítő nagyobb dinamikája felelős. A hangok részletezettsége pedig szerintem az A osztálynak köszönhető, hiszen ezáltal a halk, magas hangrészleteket az erős, mély hangok nem fedik el. A kapcsolási rajz szerinti SW1 bal oldali állása halkabb hangerőnél hasznos, a közepeket kiemeli. Nagyobb hangerőn SW1-el a visszacsatolást célszerű bekapcsolni. Az elektronikus zene is nagyon jól szól rajta: dinamikus mély, csengő magashangok - nem lehet halkan hallgatni. A középhangok szépen kiemelkednek, vokál esetében teljesen a jelenlétérzetet keltik. A 11W-ot nem kell keveselni, tényleg jóval hangosabb mint ugyanez félvezetővel, össze sem hasonlítható bizonyos (nem hibrid) végfok IC-s erősítők szintén 10W-nak mondott hangjával. Fontos a kb. 11 – 12 cm2 kimenőtrafó, kisebb trafó esetében nagy hangerőn torzítani fog a mély. R1, R2, C2, C3 értékeit hosszadalmas kísérletezéssel állapítottam meg, meghatározóak a hangzás szempontjából. R2 helyére érdemes egy potit berakni, úgy hogy ezáltal R2 értéke 33k – 68k között változtatható legyen. R1 –et ne növeljük meg jobban. Kísérleteztem még R28 értékével is. Próbaképpen növeltem a negatív visszacsatolást; a 15k-t lecseréltem 10k-ra, ezáltal a visszacsatolás 21db –ről kb. 25db –re nőtt. Tapasztaltam hogy csökkent az erősítés de sajnos a dinamika is; növelve a hangerőt a hang fulladt, erőtlen lett. Tehát R28 maradt 15kΩ.
I. Függelék
A katodin fázisfordító automatikus rácselőfeszültség-beállítása okozta hibái A katodin fázisfordítót az [1.] irodalom tárgyalja. Ez teljesen helytálló ha a cső külön feszültségről kap munkaponti negatív rácsfeszültséget. Ilyenkor ha a katód és anódköri ellenállások egyenlőek, akkor a kimenőfeszültségek is azok. A gyakorlatban viszont a lenti ábrán látható kapcsolás van elterjedve, amikor is a trióda munkaponti rács-katód feszültsége automatikusan áll be. Sajnos ennek a kapcsolásnak a kisjelű helyettesítő képébe már Rg –t is be kell venni. Ennek pedig az lesz a következménye, hogy teljesen egyforma Rat és Rkt2 esetén is a kimenőfeszültségek között néhány tized százalékos eltérés jelentkezik, Rg értékének a függvényében. Az alábbiakban a saját gondolatmenetemet és levezetésemet közlöm. Ennek eredménye csupán elméleti jelentőségű, mert ellenütemű végfok esetén a végcsövek sem tökéletesen egyformák. A válogatott végcsövek minimális asszimetriájához -mint hibaforráshoz- képest is a katodin kimenetei között fellépő, Rg okozta néhány tized százalékos feszültségeltérés elhanyagolható.   A kisjelű helyettesítő képbe a feszültséggenerátor referencianyilainak berajzolásakor a cső okozta fázisfordítást figyelembe vettem, ezért maradt el a µ elől a negatív előjel. Igy Ube és UkiB fázisban van és UkiB < Ube. A következő egyenletek írhatóak fel. Az egyenletek egyszerűbb írása érdekében ezentúl az IRk2 = I2 jelölést fogom használni.  (1.)
 (2.)
 (3.)
(1.)–ből kapjuk: (4.)
(3.)-ból Ugk-t kifejezve:
 (5.)
(2.)–be (4.)-et és (5.)-öt behelyettesítve majd átrendezve kapjuk:
 (6.)
Tehát a (6.) –ből látszik hogy az Ra-n és az Rk2 –őn folyó áram nem teljesen egyforma. A (6.) összefüggés határértéke egyébként 1, ha µ tart a végtelenhez és ha Rg is. Tehát nagy mű, nagy Rg és kis Rkt1 esetén I közel I2-vel egyenlő. A kimeneti feszültségek: UkiA = I∙Ra UkiB = I2 ∙ Rk2 Az én alkatrészértékeimmel számolva I/I2-re 0.9966 –ot kapunk. Számoláskor Ra-t és Rk2-őt egyenlőnek vettem. Ez a 0.9966 azt jelenti, hogy az Rk2-őn nagyobb áram fog folyni. Ahhoz hogy UkiA = UkiB teljesüljön, Rk2-nek egy picit kisebbnek kell lennie Ra-nál. Rk2-nek elméletileg 0.9966∙Ra értékűnek kellene lennie ahhoz hogy egyenlő kimeneti feszültségeket kapjunk. Elvileg ha emiatt megváltoztatjuk Rk2-őt 0.9966Ra értékűre, akkor egy kicsit az I/I2 is változni fog, hiszen a számlálóban Rk2 szerepel, de a (6.) kifejezés értékének e változása az Rk2 előtt szerepelő 1/µ szorzó miatt teljesen elhanyagolható. Tehát Rg hatására Rk2-nek egy kicsivel kisebbnek kell lennie Ra-nál. A gyakorlatban ez csupán 50-150 ohm eltérést jelenthet ha Ra a szokásos 22k – 68k értékű. Természetesen ennek csak akkor van értelme, ha a végcsövek teljesen egyformák lennének, illetve ha a trióda fűtőszála és a katódja közti szigetelés is tökéletes lenne. Csupán rá szerettem volna mutatni Rg hatására. Rg-t ezért is célszerű nagyra 560k-1MΩ közti értékűre választani. A csőgyártók előírják Rg maximális értékét, gyakorlatilag azt 1-2MΩ fölé nem szabad vinni, mert akkor a másodlagos jelenségek miatt mindig létező nagyon kicsi munkaponti rácsáram hatására Rg-n már nem elhanyagolható feszültségesés jönne létre. A katodin feszültségerősítése a fenti egyenletekből levezethető, ennek eredményeképpen a (7.) összefüggést kapjuk. Levezetéskor az Rg okozta I és I2 különbségét elhanyagoltam, tehát feltételeztem hogy I=I2. Emiatt (7.)-ben Rg nem is szerepel. Továbbá feltételezzük hogy Ra = Rk2. Ekkor a feszültségerősítésre az alábbit kapjuk:  (7.)
Összefoglalásképpen tehát a katodin fázisfordító alkalmas a fázisfordításra, ha a terhelése (Ra és Rk2) lineáris. Az Ra –val és Rk2 –vel párhuzamosan kapcsolódó szórt kapacitásoknak és a végcső rács-katód kapacitásának is közel egyenlőknek és lineárisnak kell lenniük. Lineáris alatt azt értem hogy mind a kapacitásérték, mind az ellenállás értéke konstans, tehát nem függ a rajta lévő pillanatnyi feszültségértéktől és annak a frekvenciájától. Ez teljesül ha a végcsöveknek a rácsárama közel nulla. Mivel Rg nem végtelen nagy, ezért Rk2 –nek Ra∙I/I2 –vel kellene egyenlőnek lennie, de ennek a megállapításnak szerintem amatőr viszonylatban nincs gyakorlati jelentősége, hiszen hogy ezt ki tudjuk használni, ahhoz tökéletesen egyforma végcsöveket, tökéletesen szimmetrikus kimenőtrafót és a katodin fokozatban minden másodlagos jelenségtől mentes tökéletes triódát kellene alkalmazni, valamint az ellenállásokat is azonos hőmérsékletű helyekre kellene szerelni. Mivel ezen összetevők közül a gyakorlatban egyik sem lehet tökéletes, így már ezekkel eleve több aszimmetriát (hibát) viszünk be a rendszerbe, mint amit a (6.) figyelembevételével nyernénk. Természetesen ettől még építhetőek a katodinnal nagyon jó, bőven 1% alatti torzítású visszacsatolt erősítők. | ||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
